Nuevas arquitecturas de receptores RF.
Ricardo Valerio Bautista Cuéllar
A lo largo de la historia han surgido una gran variedad de receptores y transmisores empleados en comunicaciones radio, si bien, en los últimos años se están imponiendo una serie de receptores los cuales tienen unas características que mejoran considerablemente los sistemas empleados antiguamente.
En este artículo pretendemos mostrar cómo han evolucionado dichos sistemas hasta llegar a los receptores actuales así como las mejoras que se han ido realizando sobre los distintos modelos.
Trataremos de explicar las funcionalidades de cada una de las etapas así como las características de las mismas, mediante un análisis lo más intuitivo posible de las mismas.
El objetivo es acercar el conocimiento de estas nuevas realizaciones de receptores de radiofrecuencia a todo apasionado de la electrónica interesado en el tema.
Introducción
Son muchos las necesidades que tienen los fabricantes y los usuarios para el surgimiento de los nuevos modelos de receptores/transmisores (transceivers). El coste, la disipación de potencia así como las velocidades de transmisión son algunas de las características a optimizar en este tipo de sistemas. Además, el cumplimiento de estas necesidades debe ser compatible con una portabilidad y realizabilidad razonables. Todo esto, junto con los límites existentes en el ancho de banda de la señal en todo tipo de comunicaciones sin hilos, ha llevado al desarrollo de las tradicionales arquitecturas hasta las actuales.
Mezclado de la señal
No está de más el recordar ciertos aspectos teóricos relacionados con el mezclado de la señal antes de abordar el estudio de los diferentes sistemas que vamos a abordar. En particular el caso del problema de la banda imagen relacionado con la translación en frecuencia que se suele realizar en los receptores de RF.
Normalmente, la translación en frecuencia se realiza (ver figura anterior) en este tipo de sistemas
mediante una multiplicación (mezclado) de la señal con una sinusoide tal
como cos(w0t).
Para el caso de una señal real
sabemos, de las propiedades de la transformada de Fourier, que las componentes del espectro positivo y negativo son complejos conjugados el uno del otro. De hecho se habla de una reflexión especular respecto al eje de ordenadas.
También sabemos que una multiplicación en el tiempo se convierte en una convolución en el dominio de la frecuencia. Por tanto, cuando se hace el mezclado de la señal x(t) con la sinusoide lo que realmente estamos haciendo en el dominio de la frecuencia es convolucionar la transformada de la señal (X(w)) con la transformada de la sinusoide. Como sabemos, la transformada de una sinusoide es igual a dos deltas centradas en las frecuencias
+wo y –wo multiplicadas por una constante. Al convolucionar esas dos deltas con la señal de entrada, se producirá un desplazamiento del espectro de X(w) de forma que la señal de salida del mezclador será la suma de X(w-wo) y X(w+wo) multiplicados por una constante. Obviamente, tal como se observa en la figura, esto supone que se superpongan las bandas, distorsioando el espectro y haciendo inviable la recuperación de la señal. La parte de la señal que no deseamos se desplace por el efecto de las deltas es la llamada banda imagen. Para suprimir cualquier señal en la banda imagen es necesario el uso de un filtro previo al mezclador. Esta es la tarea del filtro de rechazo de imagen que usualmente precede al mezclador. En el caso especial de que la frecuencia wo es igual a la frecuencia central de la señal de entrada, no podemos filtrar para eliminar la banda imagen.
Además, también debemos recordar que al realizar el mezclado, también generamos otras componentes del espectro más allá del ancho de banda natural de la señal de entrada. Esas componentes se pueden eliminar sin nigún problema empleando un filtro paso baja.
Centremonos ahora en cómo se soluciona el problema de la superposición. Una forma, la más común, de evitar el
problema es mediante el uso de una señal de mezclado que sea una exponencial compleja (e- jwot), la cual tiene una única componente en frecuencia (en este caso en –wo). Como sabemos su transformada es una delta centrada en esa frecuencia y la convolución sólo nos lleva una parte del espectro a frecuencias entorno a cero. El problema radica en que tendremos que usar una señal compleja. Pero como sabemos, una señal compleja, m(t) = mr(t) + j•mi(t), consiste en una parte real y en una parte imaginaria.
De hecho, parte real y parte imaginaria pueden ser señales reales por sí mismas con componentes de frecuencia diferentes pero al combinarlas para originar la señal compleja pueden cancelarse ciertas componentes de frecuencia. Así, se puede demostrar que para imlpementar la exponencial de la que hablabamos (e-jwot) basta con realizar la suma compleja siguiente que es totalmente equivalente:
e-jwot = cos(wot) – j sen(wot)
Por tanto, mezclando una señal real con esta señal compleja conseguimos una señal de salida de tipo complejo con su espectro desplazado de la forma deseada sin superposición alguna.
Obviamente, cuando trabajamos con señales reales las multiplicaciones que se realizan son reales, de ahí que lo que realmente obtengamos sean las componentes real (en fase) e imaginaria (en cuadratura) de la señal de salida que buscamos, como se puede observar en la figura. Para el caso de una señal paso de banda que se hace pasar por un mezclador de este tipo centrado en la misma frecuencia central de esa señal de entrada, la salida del mezclador carece del problema de la banda imagen que habíamos comentado. Esto es el fundamento de los receptores homodinos que veremos proximamente.
En la actualidad, no sólo se realiza el mezclado de señales reales sino también de señales complejas. En estos casos, si suponemos la señal de entrada x(t) compleja como xr(t) + j xi(t) y la señal del mezclador m(t) compleja, x(t)*m(t) = (xr(t) mr(t)- xi(t) mi(t))+j(xr(t) zi(t)+ xi(t) zr(t))
Este tipo de mezclado complejo es usado en mezcladores IR. Estos mezcladores se emplean en algunas arquitecturas de receptores que más adelante discutiremos.
En ciertos casos, sólo la parte real o imaginaria de la salida de un mezclador es de interés (un ejemplo típico es el sistema de modulación en amplitud en cuadratura).
Por último, debemos comentar que en ciertas aplicaciones es necesario aislar las componentes negativas y positivas de frecuencia de la señal recibida. Para ello se suele emplear dentro del sistema una transformador Hilbert que desplaza la fase de la señal de entrada en –90º para frecuencias positivas y +90º para frecuencias negativas.
ARQUITECTURAS DE RECEPTORES
La mayoría de los transceivers usados hasta ahora se basan en la arquitectura del receptor heterodino. Estos transceivers tienen buen rendimiento pero sufren de altos costes de producción y requiere un factor de forma relativamente elevado debido a los filtros de radiofrecuencia y de frecuencias intermedias no intregables y caros. Ahora vamos a ver la topología del receptor heterodino tradicional junto con otras arquitecturas de receptores desarrolladas últimamente y trataremos de ver las ventajas y desventajas de cada modelo. Para cada arquitectura de receptor existe un transmisor correspondiente con los mismmos bloques constitutivos, fundamentalmente, salvo por la existencia de amplificador de potencia necesario en el tranmisor.
El receptor heterodino convencional.
La mayoría de los transceivers de radiofrecuencia comerciales hoy día, utilizan alguna variante de la arquitectura tradicional heterodina. In un receptor heterodino el filtro de RF de preselección sirve tanto para quitar la energía de la señal fuera de la banda útil como para rechazar parcialmente las señales de la banda imagen no deseadas. Tras el prefiltrado, la
señal recivida es amplificada por un amplificador de bajo ruido (LNA). El filtro de frecuencias intermedias (IR) que se encuentra a continuación del LNA atenúa las señales no deseadas en las frecuencias de la banda imagen. La señal deseada a la salida del filtro IR es entonces trasladada en frecuencia desde la frecuencia portadora a una frecuencia determinada mediante la multiplicación (el mezclado) de la salida de un oscilador local con la señal de salida del filtro IR. Generalmente, en los receptores heterodinos de altas prestaciones, los osciladores controlados por voltaje de bajo ruido empleados como osciladores locales se realizan con componentes discretos tales como inductores con alto factor de calidad o diodes varactores.
Receptor heterodino genérico
A la salida del mezclador un filtro a frecuencia IF, seguido normalmente por un amplificador de ganancia programable, selecciona el canal deseado y reduce la distorsión así
como los requerimientos de rango dinámico de los bloques subsiguientes del receptor. La señal puede ser ya desplazada a la banda base y demoluda de la forma adecuada, o de forma alternativa desplazar a otra frecuencia inferior, y luego desplazar a banda base y demodularla.
Puesto que, en la frecuencia portadora, la banda deseada y la banda imagen están separadas por dos veces la frecuencia IF, es deseable elegir una frecuencia IF elevada para reducir los requisitos del filtro IR. De hecho, si la frecuencia IF es elegida lo suficientemente elevada que el filtro de preselección de RF puede atenuar suficientemente la banda imagen, puede ser posible prescindir del filtro IR y conectar directamente el LNA al mezclador sin necesidad del mismo. Por otro lado, puesto que la selección de canal se hace en el sistema
heterodino en el filtro IF, una baja frecuencia IF permite el empleo de filtros de selección de canal de mayor cualidad. Por tanto, la elección de IF depende de un compromiso entre el rechazo de la imagen y la selección del canal. Otros factores que influencian en la elección de IF son la disponibilidad y el tamaño físico de los filtros comerciales para las distintas frecuencias.
Tradicionalmente, todos los filtros usados en los sistemas heterodinos son filtros con componentes discretos con alto factor de calidad, tales como filtros cerámicos. Comparados a otras arquitecturas de receptor más integrables, el receptor heterodino tiene mayores prestaciones en cuanto a la selectividad (una medida de la capacidad del receptor para separar la señal deseada alrededor de la portadora de señales recividas en otras frecuencias) y sensibilidad (la señal mínima en la entrada del receptor para la cual hay a la salida del receptor una relación señal a ruido (SNR) adecuada). Esto se consigue con el uso de componentes discretos con alto factor de calidad.
Sin embargo, el empleo de elementos con un alto factor de calidad también tiene ciertos inconvenientes. Una limitación importante es que los filtros IR tienen una impendacia de entrada baja. Esto requiere que el LNA tenga una elevada capacidad de carga, lo que nos lleva a compromisos más severos respecto a la ganancia, la figura de ruido, la estabilidad y la disipación de potencia en el amplificador. Además, estos filtros con elevado factor de calidad son difíciles de implementar cuando se emplean para elevadas frecuencias en una solución integrada, principalmente por el hecho de que los inductores integrados tienen un factor de calidad bastante bajo.
Arquitectura de receptor de conversión directa
La conversión directa, también conocida como homodina o conversión con IF cero, es una aproximación natural a desplazar la señal RF de forma directa a banda base. Alternativamente, uno puede pensar en elegir IF como cero. Esta arquitectura emplea
filtrado paso bajo en la banda base para eliminar interferencias cercanas y seleccionar el
canal deseado.
Receptor homodino genérico
La translación en cuadratura
(canales I y Q) es necesaria en
señales moduladas en amplitud y frecuencia o fase porque en general los dos lados del espectro radio son diferentes. Mezclando con una sinusoide real resultarçia en una corrupción irreversible de la información transmitida. La trasnlación en cuadratura es equivalente al mezclado complejo que vimos con anterioridad.
La arquitectura homodina tiene ciertas ventajas fundamentales sobre la heterodina. Obviamente, la primera es la eliminación de la etapa intermedia de filtrado IF y, además, la necesidad del filtro de frecuencias intermendias IR se elimina. Además de esto, la ausencia del filtro IR elimina el requisito de poseer un LNA para manejar una carga con baja impedancia. Las funciones de selección de canal y la amplificación subsiguiente en una frecuencia IF son sustituidas por un filtrado paso bajo y una amplificación en banda base, realizable en la integración monolítica.
A pesar de ser apropiado para altos niveles de integración, un receptor homdino agrava varios aspectos que o no existían en el heterodino o no son tan serios como en un receptor heterodino. Vamos a ver brevemente algunos de estos problemas que aparecen o se agravan.
• DC-offsets. Tal vez el problema más serio es este del offset en DC en la sección bandabase del receptor homodino. Estos voltajes de offset pueden corromper la señal deseada y/o saturar las etapas posteriores. Aparecen debido al fenómeno de
automezclado del oscilador local o la interferencia dentro de la banda, además de los usuales emparejamientos erróneos en el camino de señal del circuito.
Para comprender mejor el origen de estos offsets, podemos imaginar el siguiente camino de señal. Primero, el aislamiento dentre el puerto para el oscilador local y las entradas del mezclador así como del LNA no son perfectas, y una cantidad finita de realimentación esiste desde el oscilador local a la otra entrada del mezclador y a la entrada del LNA. Esta filtración de la eñal del oscilador local aparece debido al acoplamiento capacitivo y de sustrato y, si la señal del oscilador local se suministra externamente, por el acoplamiento con los cables de unión al oscilador. La señal que así procede del oscilador local apareciendo en las entradas del LNA y del mezclador es ahora mezclada con la señal original del oscilador local, produciendo por tanto una componente contínua a la salidad del mezclador. Este automezclado puede ser bastante importante. Existen otras fuentes de componentes de contínua que no nos vamos a centrar. Basta decir que este problema, que potencialmente existe en el heterodino, no afecta debido a la acción del filtro paso banda IF.
Por tanto, receptores de conversión directa requieren métodos apropiados para eliminar las componentes de contínua. Una aproximación simple es usa acoplamiento AC en el camino de la señal trasladada en frecuencia. Sin embargo, puesto que el espectro de todos los esquemas de modulación espectralmente eficientes utilizan una energía significativa en DC, estas señales son corrompidas por el empleo de filtros acoplados en AC. Un método mejor es emplear técnicas banda base analógicas o procesamiento digital de la señal para la estimación del offset y la cancelación. Sin embargo, estas técnicas añaden complejidad y no resuelven los problemas asociados con el ruido a bajas frecuencias en implementaciones con CMOS.
Una solución natural al problema del offset-DC en receptores con conversión directa es minimizar la energia de la señal banda base cerca de la componente DC eligiendo una modulación libre de componente DC y emplear un acople AC para la eliminación del offset. Esta aproximación ha sido utilizada de forma exitosa en sistemas de
paginación con modulación FSK, pese a la ineficiencia espectral de la modulación
FSK.
• Fugas en el oscilador local. Además de introducir una señal de offset, el hecho de que la señal del oscilador local coja otro camino distinto al que se ideó para el inicialmente y llegue a la antena y se irradie desde ahí crea una interferencia en la banda para otros receptores que usen el mism esquema. Este ptroblema llega a ser menos severo cuanta más secciones de receptores de radiofrecuencia se fabrican en el mismo chip. Con osciladores locales diferenciale, el acoplamiento neto a la antena puede alcanzar de forma aceptable bajos niveles.
• I/Q desajuste. Como se ha mencionado con anterioridad, para los esquemas de modulación más usados, un receptor homodino debe incorporar una translación en cuadratura. Esto requiere desplazar o la señal de radiofrecuencia o la salida del oscilador local 90º. Puesto que el desplazamiento de la fase de señales de radio frecuencia generalmente conlleva compromisos importantes de ruido, potencia y ganancia y es especialmente difícil para señales de banda ancha empleadas en sistemas de alta tasa de datos, por lo que es preferible con frecuencia desplazar la salida del oscilador local. En cualquier caso, los errores en el desplazamiento de 90º en la fase y los desajustes entre las amplitudes de los caminos de las señales Q e I corrompen la constelación de la señal desplazada, incrementando la tasa de error por bit por esa razón.
Con el fin de comprender mejor el efecto del desajueste entre I y Q, y mostrar la versatilidad y conveniencia de usar formulación compleja, consideremos el caso práctico donde el oscilador local general la señal compleja xLO(t) = cos(wLOt) – j (1+ε)sen(wLOt+θ). Aquí, ε y θ representan los errores en el oscilador local en ganancia y en fase respectivamente. Se puede reescribir la salida en cuadratura del oscilador como:
De forma ideal, la salida compleja del oscilador local debería contener sólo la frecuencia negativa. Sin embargo, de la anterior expresión se observa que, debido a los errores de fase y de ganancia, existe una componente de frecuencia positiva de magnitud no nula. Esta componente es la causante de la interferencia debida a las imágenes y, si no son compensadas, pueden causar el deterioro del funcionamiento del receptor.
Por consiguiente, de los problemas mencionados, los receptores con conversión directa son sensibles a las distorsiones de orden constante. Ademças, puesto que el espectro desplazado se localiza entorno a la frecuencia cero, el ruido flicker (1/f) de los dispositivos tiene un profundo effecto en el SNR, un problema importante en las implementaciones con CMOS. Además, integrar el sintetizador de frecuencia selector de canal es complicado lograrlo con elementos de bajo factor de calidad como los disponibles en los circuitos integrados.
A pesar de todos estos problemas, los transceivers de conversión directa para teléfonos móviles usando tecnología bipolar de silicio han estado en completa producción en Alcatel desde 1991. La misma compañía introdujo recientemente un transceiver de conversión directa en un proceso de silicio germanio BICMOS para GSM. En estos transceivers, con el fin de manejar los problemas asociados con el offest de contínua tanto dinámico como estático, algoritmos de procesamiento digital de la señal son usados. Estos algoritmos se apoyan en la propiedad de la envolvente constante del esquema de modulación usado en GSM.
Arquitectura del receptor con IF de banda ancha y conversión doble.
Receptor IF de banda ancha y
conversión doble.
Esta arquitectura alternativa es bastante apropiada para
la integración completa. En este receptor, tras el filtrado de preselección y amplificación, todos los canales de radiofrecuencia potenciales son mezclados de forma compleja y trasladados a la frecuencia IF. Como ya hemos comentado, para
este caso no existe ningún tipo de problema debido a la banda imagen. Un segundo mezclado complejo es hecho de la frecuencia IF a banda base, usando un sintetizador de frecuencias selector de canal ajustable. En este mezclador complejo, añadiendo correctamente las salidas de los multiplicadores reales en pares, las frecuencias imágenes son canceladas mientras que los canales deseados se añaden de forma constructiva. Si la frecuencia IF es elegida suficientemente alta, un rechazo a la banda imagen adicional se puede obtener del filtro de preseleción.
Comparando las dos soluciones integradas mostradas hasta el momento, en ambas arquitecturas el canal de selección actúa en bandabase, permitiendo la posibilidad de un filtro integrado programable para la selección de canal para aplicaciones de receptores multistandard. Sin embargo, la arquitectura del receptor con filtro IF de banda ancha tiene algunas ventajas sobre el receptor homodino estudiado, las cuales serán ahora discutidas. Debido al hecho de que el ajuste del canal es realizado sin usar el primer sintetizador (RF) si no en el oscilador local de frecuencias bajas (IF), el oscilador de RF puede ser implementado como un oscilador de cristal controlado de frecuencia fija. Varias técnicas pueden ser
utilizadas para materializar un oscilador local fijo de bajo ruido de fase con componentes on- chip con factor de calidad reducido. Tambén, puesto que el ajuste es realizado con el oscilador local de frecuencia IF trabajando a una menor frecuencia, las carácterísticas de la fase de ruido de este oscilador puede ser significativamente mejores que aquellas del oscilador de RF ajustable empleado en el receptor homodino. Además, puesto que en el sistema IF de banda ancha no hay ningún oscilador local trabajando a la misma frecuencia que la portadora RF de entrada, los potenciales problemas asociados con la realimentación del oscilador local y los offsets de contínua variantes con el tiempo se minimizan. Aunque en el sistema IF de banda ancha el segundo oscilador local trabaja a la misma frecuencia que el canal deseado de frecuencia IF, el offset de continua que resulta en la banda base debido al auto mezclado es relativamente constantes y puede ser cancelado usando métodos de procesamiento adaptativo de señal.
El particular mezclador de IR usado en esta arquitectura tiene varias ventajas. Primero, los filtros de desplazamiento de fase pasivos ya no son requeridos en el camino de la señal para generar el desplazamiento de fase correcto entre la banda imagen y la deseada. Segundo, suponiendo de nuevo que los términos sobreconvertidos se eliminan, el rechazo de la imagen es de banda ancha. También se puede demostrar que el filo de la banda de atenuación de la imagen está establecida por la frecuencia del primer oscilador local, que lleva a la tercera ventaja. Si se asume que un receptor calificado como multistandard se construye donde la frecuencia del primer oscilador local puede realizar un ajuste de rumbo para acomodar la frecuencia de portadora de un standard diferente, el rechazo de la banda imagen seguirá el primer oscilador local, y puede pensarse en él como si fuera un mezclador IR con auto alineamiento. Fijémonos en que la estructura de este mezclador IR (consistente en 4 multiplicadores y 2 sumadores) es la misma que la del mezclador complejo estudiado con anterioridad.
Las limitaciones de los receptores con IF de banda ancha y conversión doble son las siguientes. Puesto que el oscilador local primero está fijado en frecuencia, todos los canales
deben pasar a través de la etapa IF (el canal deseado es seleccionado usando un segundo oscilador local). Esto conlleva dos problemas: primero, como resultado de mover la selección de canal a una frecuencia inferior, el sintetizador IF requiere un VCO con la capacidad de ajustarse a través de un más amplio rango de frecuencias de un procentaje de la frecuencia nominal de operación; segundo, cuando quitamos el filtro de selección de canal en IF, fuertes interferentes de canal adyacente son ahora incumbencia de la segunda etapa mezcladora así como también para los bloques paso de banda. Esto implica un requisito del rango dinámico más alto para estas etapas finales del receptor. También, como con los mezcladores IR convencionales, cualquier desajueste de la ganancia o la fase de I o Q degradaría el funcionamiento del receptor.
Arquitectura de receptor con baja IF.
La idea detrás de las topologías de bajo IF es similar a la de la conversión doble con IF de banda ancha, y el objetivo es combinar las ventajas de ambos receptores heterodinos y homodinos. Como en los sistemas de IF de banda ancha, si uno emplea dos caminos para la translación en cuadratura en un receptor heterodino, toda la información necesaria para la separación de la señal deseada de la no deseada, tales como imágenes, es disponible en las
dos señales IF.
Receptor con baja
IF
Entre las topologías diferentes para bajo IF, una versión es la que vamos a
tratar aquí. Esta arquitectura es bastante similar a aquella de la arquitectura de IF de banda
ancha aunque hay diferentes sutiles diferencias entre las dos. La primera es la elección de IF Mientras que IF en la arquitectura de IF de banda ancha es típicamente alta, en el caso de los sistemas con bajo IF, la IF es elegida tan bajo como una o dos veces en ancho de banda del canal. Aprecie que esto alivia el problema del offset de contínua en estas dos arquitecturas comparado con sus homólogos homodinos, simplemente porque tras la primera translación la señal deseada no está localizada entorno a la componente de contínua. Segundo, en la topología de bajo IF es más factible el muestrear la señal de bajo IF tras la etapa mezcladora primera con un conversor analógico a digital de alta resolución. El muestreo en este punto requiere un conversor analógico digital con mayor resolución que el requerido tras el mezclador de IR en los receptores con IF de banda ancha porque en el anterior caso la señal deseada y la imagen no deseada son muestreadas. Tras la etapa primera mezcladora, la imagen no deseada puede ser mucho mayor que la señal deseada.
Aunque la arquitectura de bajo IF requiera CADs de alto rendimiento que aquellos usados en la arquitectura de IF de banda ancha, el camino de señal al conversor puede acoplarse en ac en la arquitectura de bajo IF, que a su vez elimina la necesidad de la compleja circuitería de cancelación del offset de contínua. Otra ventaja de esta topología de baja IF es que parte del mezclador complejo IR es implementado en el dominio digital sin ningún problema de desajuste entre ganancias y fase de I o Q. Los desequilibrios en las componentes en fase y en cuadratura en los casos analógicos presedentes pueden ser corregidos usando técnicas adaptativas. Por tanto, esta estrategia desplaza las especificaciones hardware de la parte analógica al conversor analógico a digital. Puesto que el rendimiento de los CADs está mejorando rápidamente, esta arquitectura es muy probable que sea la preferida.
Finalmente, debe notarse que el digitalizado de la señal en la etapa IF puede ser también empleado en sistemas receptores heterodinos convencionales. Esta aproximación es llamada algunas veces IF digital. En esta arquitectura, los requerimientos de alto rendimiento del CAD son más complicados de lograr con una disipación de potencia razonable. A pesar de la ventaja de evitar los desajustes de las componentes en fase y cuadratura para los primeros
IFs en los receptores heterodinos, esta técnica requiere un CAD prohibitivamente rápido, con alta linealidad y elevado rango dinámico, limitando actualmente su uso únicamente a estaciones base.
En conclusión
Podemos decir que todas las alternativas mostradas con anterioridad son válidas pero aplicables en determinados casos con mayor garantía. Cada alternativa tiene sus propias ventajas e inconvenientes y será al final las necesidades del producto final las que forzarán la decisión del fabricante para elegir uno u otro modelo.
Tal como se intuye de las estructuras anteriores, el lector puede comprender que el conversor analógico a digital tiende a desplazarse hacia la antena de recepción. Esto conlleva una serie de implicaciones y problemas que veremos en otro artículo pero también una gran ventaja, el permitir desplazar al dominio digital muchas de las etapas de estos receptores. Esto posibilita implementar en un chip estos receptores con tecnologías VLSI (muy alta escala de integración) posibilitando la miniaturización de los receptores y, por consiguiente, de los aparatos finales. Ello conlleva unos requerimientos en el CAD considerables que estudiaremos en un artículo posterior.
BIBLIOGRAFÍA:
• "Communication Systems.", Simon Haykin. John Wiley & Sons.
• "Digital & Analog communication systems", Leon Couch, Prentice Hall.
• "RF Microelectronics", B. Razavi, Prentice Hall.
Por: Tirso Ramírez C.I.: 18392099
CAF
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